ELL80 PP Buizen eindversterker + PP 2010

[AatV]

@beste amateurs (in de oorspronkelijke betekenis van liefhebbers)

Een twintig jaar geleden ben ik in het bezit gekomen van een tweetal ELL80 buisjes. Wat is dit voor een buis? Het is een dubbelpentode bestaande uit 2 kleine eindpentoden van het type EL95 (ongeveer dan). In de destijds controversiële uitgave “Audio & Techniek” is de EL95 ook gebruikt om een kleine eindversterker te bouwen waarbij per kanaal 1 EL95 als triode geschakeld werd, single ended met daarvoor een spanningsversterking, verzorgd door een ECC83 in SRPP schakeling.

Ik heb destijds in navolging hiervan een gelijksoortig single ended stereo versterkertje gemaakt met een totale buizenbezetting van 1 ELL80 in triode(n) geschakeld, met daarvoor een ECC85 in een gemeenschappelijke kathodeschakeling. Eenvoudiger kan het niet. De output was heel laag (heb het niet nagemeten) maar op een paar Fostex 127 luidsprekers klonken vooral stemmen erg goed. Dit versterkertje is al vele jaren gesloopt en de ELL80’s lagen te verstoffen.

Nu heb ik laatst een paar Paasproject 2010 luidsprekertjes met de MarkAudio Alpair 6 een weekje in huis gehad, die een opmerkelijk goed geluid hebbben : Weliswaar geen lage bas, maar verder eigenlijk foutloos. Het formaat laat het toe om als hele goede desktop luidsprekers te fungeren (moet ik dus nog een keer bouwen), maar ik heb daar nog geen versterkertje voor.
Het lijkt me dan ook aardig hiervoor een versterkertje te ontwikkelen met de volgende kenmerken :

1. een vermogen van een Watt of 8. (al bepaald door de buiskeuze)
2. een push pull schakeling. Single ended kan fraai klinken, maar heeft door de lage dempingsfactor vaak een loudness effect en de vervorming staat mijns inziens “werkelijkheidsweergave” in de weg. Het moge duidelijk zijn dat dit in mindere mate geldt voor SE schakelingen waarbij grote zendbuizen worden ingezet, die voor het overgrote deel van de tijd maar op een fractie van hun vermogen werken.
3. de eindbuizen zullen als normale pentoden geschakeld worden, de voordelen hiervan komen later
aan de orde.
4. een strakke voeding met solid state regeling.

De buizenbezetting zal per kanaal 1 ELL80 bevatten, de buizen voor de spanningsversterking komen later nog aan de orde.

Voor deze versterker heb ik ernstig leentjebuur gespeeld/plagiaat gepleegd bij de Red Light District versterker van Stuart Yaniger, te vinden op http://syclotron.com/ en de boeken van Peter Dieleman1) en Morgan Jones2). Dit is zowel geheel opzettelijk als onontkoombaar.

Ter illustratie nog even een plaatje van een ELL80 :

foto ELL80.JPG

Groet,
AatV

1) P. Dieleman, Theorie en Praktijk van Buizenversterkers
2) M. Jones, Valve Amplifiers

[Pjotr]

Leuk Maar wel een buis die met de beste wil van de wereld nergens meer te vinden is mocht ie stuk gaan.

Hij zat ook in een stereo radio van mijn vader met twee van die buizen in PP er in. En daar kwam ca. 4W per kant uit maar meer toch ook niet. 20 jaar geleden kon ik daar toen al geen nieuwe meer voor vinden. Zou hem dus maar een beetje tam instellen want in die radio van mijn vader moest er iedere paar jaar een paar nieuwe in.

[AatV]

@Pjotr,

20 jaar geleden zou ik er ook niet aan hebben kunnen komen. Dankzij de "zegeningen" van het internet toch nog een aantal extra gescoord.

groet,
AatV

[Pjotr]

Ok dan, blijft natuurlijk altijd leuk om er iets mee te knutselen.

[Pcdg]

Een erg leuk idee! Ik heb hier ook wel eens een ELL80 binnen gehad (en zelfs een paartje ECLL800). En uiteraard levert dat weer de nodige zelfdeliberatie op (zal ik wel, zal ik niet..). Uiteindelijk heb ik er toch maar afstand van gedaan. Er liggen hier nog ook nog vier kwartetten 16gk6 buizen en 43 PCL86 buizen en een mens moet keuzes maken.

Wanneer je zou kiezen voor een 'selfsplitting' schema, zoals het schema van Diyparadise http://diyparadise.com/simpleel84.html, zou je het met drie buizen af kunnen. Dan kan je het geheel in het chassis van bijvoorbeeld een Aurexx Crystal proppen

Ik ga dit project met veel plezier volgen.

Succes,

Paul

[Tom Magchielse]

Ik wens je er veel succes mee, en denk wel dat een watt of 8 haalbaar is. Maar wat ik wilde vragen is waarom je een foto van prof. B.D.H. Tellegen in je posts gebruikt? Als eerbetoon? Of omdat hij de penthode heeft bedacht?
groet,
Tom

[AatV]

Beide!

groeten,
AatV

[AatV]

Ik zal in de loop van het ontwerp van deze versterker nog al wat toeters en bellen aanbrengen, vooral in het voedingsgedeelte. De vraag is vervolgens of dat voor deze toch wat kleine versterker zinvol is. Ik zie dit project echter voornamelijk als een voorstudie voor een later te bouwen grotere eindversterker. De problemen/uitdagingen die ik dan tegenkom heb dan al een keer eerder ervaren.

Om een versterker te ontwerpen is het zinvol van achter naar voor te werken. Dus eerst de schakeling bepalen van de eindbuizen en dan vaststellen welke eisen er gesteld moeten worden aan de spanningsversterking van de trap(pen) daarvoor.

Voor de eindbuis gebruik ik de dubbelpentode ELL80 in PP-schakeling. De voordelen hiervan zijn het relatieve hoge uitgangsvermogen van dit kleine buisje, de makkelijke aansturing door de voorgaande trap en omdat dat ik deze buisjes al in huis heb. Nu zijn de Philips buizen (hoewel het oorspronkelijk een ontwerp van Lorenz is) en schakelingen behoorlijk gedocumenteerd en als ik afwijk van de documentatie, dan zal het zijn om de buis op advies van Pjotr iets “rustiger” in te stellen om de levensduur niet te kort te maken.

De belangrijkste gegevens van de buis zijn de volgende :

Voedingsspanning 6,3 Volt
Voedingsstroom 550 mA
Maximale Anodedissipatie 6 Watt
Steilheid 6 mA/V
Max gridweerstand( katode bias) 2 MOhm
Capaciteit tussen stuurrooster en anode 0,2 pF
Capaciteit tussen stuurrooster en katode 0,2 pF

Push Pull schakeling :
Anodespanning 250 Volt
Schermroosterspanning 250 Volt
Raa 11 kOhm
Anodestroom 2 x 21 mA
Uitgangsvermogen 8,5 Watt
Ingangsspanning voor 8,5 Watt 8 Volt eff.

Bij Push Pull schakelingen kennen we twee belangrijke instellingsvarianten :

1. Vaste Negatieve Rooster Spanning,
die in tegenstelling tot het woord “vast” altijd met een potmetertje regelbaar is! De nadelen hiervan zijn dat er een negatieve hulpspanning aanwezig moet zijn, dat de instelling na verloop van tijd bijgesteld moet worden en dat – mocht door een of andere oorzaak de negatieve hulpspanning niet aanwezig zijn -, door de buis een extreme stroom gaat lopen, met na verloop van tijd een kapotte buis. Het zal uit mijn bewoordingen duidelijk zijn: deze schakeling gaat hem niet worden.

VNRS.jpg

2. Katode bias,
waarbij het rooster negatief t.o.v. massa wordt, door het opnemen van een weerstand in serie met de kathode waar een bepaalde spanning over valt. De nadelen van deze schakeling zijn de iets hogere voedingsspanning en het gebruik van een condensator, parallel geschakeld aan de weerstand, waarvan de nadelen nog duidelijk zullen worden.
Toch kies ik voor deze optie, om de eenvoud van de schakeling en omdat deze schakeling zichzelf als ware bijsteld en in geval van malheur geen eindbuis opblaast.

Katode bias.jpg

RC-tijd
Om de schakeling van de eindbuizen beter te kunnen volgen eerst nog even wat theorie : ik besef dat dit voor sommigen onder ons volstrekt overbodig is, maar ik wil het voor anderen toch even duidelijk maken, omdat dit kern raakt van de schakeling van de eindbuizen.
Bij een schakeling van een weerstand met een condensator er een bepaalde tijd nodig om de condensator op te laden, dan wel te ontladen.

RCtijd.jpg

Als we nu een spanning aanleggen over de punten A en B, dan wordt de tijd die het duurt om 63% van die spanning over de punten C en D te krijgen, uitgedrukt door de RC-tijd t. Bij de gegeven waarden in de tekening valt de RC tijd als volgt te berekenen.

t = R x C
Hierbij wordt R uitgedrukt in Ohm, C in Farad en t in seconden.

Invullen in de formule : 10.000 x 0,001 = 10 seconden. We gaan er vervolgens van uit dat de tijd die nodig is om de condensator vrijwel volledig op te laden of te ontladen 5 x t, ofwel 50 seconden is.
Wat heeft dit nu te maken met de condensator van de schakeling van de eindbuizen te maken?
Meer daarover in de volgende episode van dit verhaal.

[TubeHead]

Leuk idee Aat !

Had voor mn 2inch peerlessjes ook het idee om een kleine buizen amp te bouwen met een SE EL84.

Dus ben benieuwd hoe dit allemaal uitpakt.

[TheoK]

RC-tijd
ik besef dat dit voor sommigen onder ons volstrekt overbodig is, maar ik wil het voor anderen toch even duidelijk maken, omdat dit kern raakt van de schakeling van de eindbuizen.


Nou ik vind dit helemaal niet overbodig.
Dit is voor mij en vele anderen erg leerzaam.
Blijf het zeker volgen.

[TheoK]

Leuk idee Aat !

Had voor mn 2inch peerlessjes ook het idee om een kleine buizen amp te bouwen met een SE EL84.

Dus ben benieuwd hoe dit allemaal uitpakt.

Als je dat gaat doen ,ga ik dat ook volgen.
Krijg het nog druk hier met lezen

[ray5150]

Goed bezig Aat!, er valt weer een hoop te leren..

[AatV]

Na het voorgaande verhaal ziet de eindtrap er als volgt uit :

Katode bias RCtijd.jpg

De katodeweerstand is volgens de datasheets van Telefunken 280 Ohm, de impedantie van een buis in het katodecircuit is ongeveer 1/s = 1/0,006 =167 Ohm. Deze beide weerstanden/impedanties staan voor wisselstroom parallel. De waarde is dan ca. 104 Ohm.
Om voldoende lage tonen uit de versterker te krijgen moet de condenstor voldoende groot zijn om bij een frequentie van zeg 1 Hz., nog werkzaam te zijn (het kantelpunt). Ook vermijden we zo fasedraaiingen in het gebied van 20 Hz. en hoger, wat meestal het kantelpunt is van de trafo. We kunnen op deze wijze oscillaties vermijden.

Voor een R van 104 berekenen we dit als volgt:
1 / [2 x pi x 1(Hz.) x 104(R)] = ca. 1530 uF.
Vervolgens ronden we deze waarde af naar een verkrijgbare standaardcapaciteit van bijvoorbeeld 1000 uF. Zoals zo vaak eerst een berekening tot op de laatste komma maken en dan kijken wat we toevallig bij de hand hebben! Op een halve Hertz komt het ook niet aan.

Stel nu, dat er een luide passage komt in de muziek waarbij de eindtrap overstuurd wordt en vervolgens een zachte passage. De stroom neemt dan eerst toe en ook de spanning over de condensator van 1000 uF. De condenstor probeert de spanning na de luide passage via de weerstand en de buis (en zelfs eventueel het stuurrooster) te ontladen.
Met behulp van de formule voor de RC-tijd kunnen we berekenen dat t nu ongeveer 0,1 seconden is en 5 x t resulteert in een totale hersteltijd van de eindtrap van ruim 0,5 seconden. Deze hersteltijd kan m.i. hoorbaar zijn en wordt ook wel “blocking” genoemd.
Noot : dit geldt ook voor single ended eindtrappen met katode-bias!

Hoe nu verder, want we staan voor het volgende dilemma : of de condensator (veel) kleiner maken met alle kans op ongewenste fasedraaiingen in het gebied van 10 tot 30 Hz. en een bas-arm frequentiebereik of een grote condensator met meer bas, maar alle kans op een lange hersteltijd.
(Ik weet dat ik door de keuze van het kantelpunt de zaak een tikje chargeer, maar in het ontwerpstadium moet ik me van de beschreven mechanismen bewust zijn om de juiste keuzen te kunnen maken.)

Tegenwoordig kunnen we bovenstaand dilemma vermijden door het gebruik van stroombronnen of automatische biasregelingen van o.a. van Tentlabs.
Ik zal deze weg niet gaan, maar de oplossing gebruiken van Morgan/Yaniger, een eenvoudig en goedkoop onderdeel namelijk de LED. Meer hierover in een volgende aflevering van dit verhaal.

[EppeRRR]

Klinkt als eens veelbelovend topic/project, ik zal deze zeker volgen

[AatV]

@pcdegoede,

had je link niet aangeklikt, maar toch nog een verlate reactie. Grappig idee om de eindbuizen differentiëel te schakelen. Ik heb zelf ook nog overwogen om een stroombron te gebruiken voor de ELL80's, maar ik zal een andere keuze maken.
Wat betreft "het proppen" in een klein chassis: een vorige ervaring heeft me geleerd om de diverse onderdelen ruim op te zetten. Het scheiden van signaal- en andere spanningen werkt dan een stuk makkelijker.

groet,
AatV

[Pcdg]

@Aat,

Op mijn beurt moet ik het verslag van Stuart Yanniger nog maar eens grondig tot mij nemen. Ik heb dit bouwverslag wel ooit eens oppervlakkig bekeken, maar ik meende dat de led's alleen ter decoratie waren opgenomen, als een soort Vu-meters. Het blijkt dus behoorlijk functioneel te zijn. Creatief bedacht hoor.

mvg, Paul

[AatV]

Er worden in voorversterkers al enige tijd LED's toegepast als “katodeweerstand”. Het voordeel van een LED is de lage impedantie en de snelle hersteltijd bij oversturing. Door verschillende LED’s in serie te schakelen kan de Vgk gevarieerd worden.
Een voorbeeld van toepassing van LED-bias staat in het volgende plaatje.

led bias.jpg

Om nu de best mogelijke resultaten te krijgen heb ik een aantal LED's getest op impedantie.
In het al eerder aangehaalde verhaal van Yaniger en het boek van Jones komen de auteurs uit op een goedkope rode LED met een impedantie van ca. 4,5 Ohm.

Ik heb de metingen overgedaan en ben tot de volgende resultaten gekomen :
Alle LED’s zijn geen bijzondere typen en er zijn partijtjes bij van ca. 2 euro per 100 stuks.

Oranje: 11,2 Ohm
Geel: 20,4 Ohm
Groen: 20,9 Ohm
Rood: 21,0 Ohm
Rood: 14,7 Ohm

De metingen per soort zijn nogal verschillend, de LED’s uit dezelfde bestelserie zijn vrijwel identiek.

LED's kader.jpg

Al met al komen deze LED’s qua impedantie niet in de buurt van de metingen van de genoemde auteurs. In het verhaal van Yaniger komt ook een LED voor die bijzonder laagimpedant zou zijn (ruim 2 Ohm) namelijk de Avago HLMP 6000. (Zie de kleine LED’s binenen het rode kader. Deze zijn verkrijgbaar bij Farnell en - tot mijn verrassing - ook bij Conrad, al is de prijs wel aanzienlijk hoger dan normale LED’s. Het argument van de lage prijs vervalt hiermee gelijk, maar ik heb toch een aantal van deze LED’s gekocht en ben aan het meten gegaan.

Mijn meting van deze LED kwam uit op 4,4 Ohm. Niet zo laag als verwacht, maar zeker niet slecht. De gemeten spanning bij een stroom van 10 mA is ruim 1,6 Volt. Bij een gewenste Vgk van ca. 9 Volt zijn 5 stuks in serie te weinig en 6 stuks eigenlijk te veel.
Ik neem er waarschijnlijk toch zes in serie om de stroom iets te temmen. Dit levert een spanning(sval) op van 6 x 1,615 Volt = 9,7 Volt. De impedantie is ca. 6 x 4,4 Ohm = 26,4 Ohm.

Deze waarde is niet laag te noemen, maar de LED’s zijn gemeten op 10 mA. Het totaal van anode- en schermroosterstromen in AB schakeling van de ELL 80 is ca. 50 mA. Ik zal dan ook 5 van deze serie’s parallel schakelen. De impedantie zakt dan naar 26,4/5 = 5,3 Ohm. Dit is een waarde Jenseits von Gut und Böse ook voor hoge frequenties!
Om de afzonderlijke stroom per serie te kunnen meten voeg ik een weerstand ter grootte van 2 Ohm toe, die ook een rol speelt in het uitmiddelen van de stromen per serie. De totale impedantie wordt dan 5,7 Ohm, nog steeds een waarde waar goed mee te leven valt.
Zie hieronder voor de illustratie.

LED bias Eindtrap.jpg

groet,
AatV

[Pjotr]

Hoi Aat,

De dynamische impedantie van LED's verschilt per soort en is daarnaast sterk afhankelijk van de stroom die er door loopt. Met parallel zetten schiet je niet zo heel veel op omdat dan de stroom per LED lager wordt.

Mijn ervaring is dat de ouderwetse diep-rode leds de laagste impedantie hebben. Vaak kun je het ook aan de puls specificaties zien. Gewone 20 mA LEDS die met 1A gepulst kunnen worden zijn de goeie.

Hou er wel rekening mee dat die dynamische weerstand gemoduleerd wordt door de stroom en op de plek van de kathodeweerstand goed is voor extra vervorming met een breed spectrum --> toch maar een dikke elco over zetten. Met zo'n instelling ga je wel weer naar fixed bias eigenlijk en ik vraag mij af of dat wel zo'n goed idee is met deze buisjes gezien mijn ervaring dat ze niet zo heel lang mee gaan als je ze stevig instelt.

[AatV]

@Pjotr,

Had inderdaad verwacht dat de ouderwetse rode LED's de laagste impedantie zouden hebben. Een aantal auteurs heeft hier al melding van gemaakt.
Ik heb de LED's ingesteld op een stroom van 10 mA en vervolgens dynamisch gemeten met de bovenvermelde uitslagen. Ik verwacht dan ook dat parallel zettten van 5 series met behoud van de stroom van minimaal 10 mA per LED de verlaging van de impedantie oplevert.
Bij twijfel zou ik eventueel de meting nog eens kunnen doen met wat parallelle/serie LED's. (ik zie de komende dagen wel...)


groet,
AatV

[Pjotr]

Ook tussen die oude zit veel verschil onderling. Er was een speciaal soort voor matrix borden die stevig gepulst kon worden. Die hadden bij mij ook de laagste impedantie (of beter dynamische weerstand) bij lage stroom.

[AatV]

Heb een aantal LED’s parallel / in serie geschakeld en de uitkomsten waren zoals verwacht, een lage dynamische weerstand. Ik kan nu de volgende stappen ondernemen….

Van de ELL80 heb ik geen buiskarakteristieken kunnen vinden, maar geen nood, de EL95 is vrijwel gelijk aan een halve ELL80 en hiervan zijn genoeg gegevens te vinden. Een weergave van de EL95 met 250 Volt anodespanning en 250 Volt schermroosterspanning staat hieronder afgebeeld.

buis karakteristieken el95.jpg

Ik heb een instelpunt (het rode kruisje) getekend op 20 mA en 250 Volt. Vervolgens een gele loadline (belastingslijn?) getekend, overeenkomend met een Ra van 5,5kOhm. (11 kOhm Raa bij Push-Pull).Ik houd voor het gemak een single ended benadering aan, want om met deze plaatjes een Push-Pull tekening te maken is een heidens karwei.
We zien dat in het instelpunt een vermogen verstookt wordt van 250 x 0,02 = 5 Watt. (6 Watt is maximaal). De spanningszwaai rond het instelpunt is niet symmetrisch. Bij een positieve signaalhelft (het rooster varieert dan van -10 naar 0 Volt) wordt een spanningszwaai gemaakt van 250 - 38 = 212 Volt, Bij de negatieve signaalhelft (van -10 naar -16? )Volt) is spanningszwaai slechts 360 – 250 = 110 Volt. Op zich is dit volstrekt logisch want bij de negatieve signaalhelft wordt de elektrische arbeid eveneens verricht door de andere eindbuis.

Wel kunnen we een aantal vervelende zaken constateren :
1. De positieve spanningszwaai voorbij het Vg=0 punt. Normaal is een buis een hoogimpedant versterkingselement waarbij de ingangsimpedantie bepaald wordt door weerstand van 400 kOhm in het onderstaande plaatje. Als het rooster positief wordt, zal er een roosterstroom gaan lopen, die zich zal ontladen via de koppel C en vooral de roosterlekweerstand. Ook dit fenomeen gaat weer gepaard met een hersteltijd, dus een vorm van blocking.
2. Bij de negatieve spanningszwaai kan het rooster niet verder gaan dan -10 -/- -16 Volt = 6 Volt. De werkelijke spanningszwaai is veel groter maar de buis is al helemaal afgeknepen, m.a.w. er zal zich een roosterstroom ontladen via de koppel C en de roosterlekweerstand, wederom hersteltijd en blocking!

input.jpg

Natuurlijk zijn dit soort zaken al een hele tijd onderkend (en ook heel vaak wordt er aan voorbij gegaan), maar ook hier zijn oplossingen voor gevonden.
Yaniger 1) stelt voor de gridstopper te vergroten van een “normale” waarde van zeg 1 kOhm te naar ca. 39 kOhm. De stroom wordt daardoor beperkt tot een paar milliampère en het probleem wordt grotendeels opgelost. Bij triode eindbuizen met een redelijk grote capaciteit tussen rooster en anode (Cag) zou dit onherroepelijk leiden tot hoogafval binnen het audiogebied.
Pentodes echter, hebben doordat het stuurrooster de anode niet “ziet” omdat het schermrooster er tussen geplaatst is, een Cag die een factor 10 kleiner is. We zullen met behulp van een paar berekeningen bekijken of dit inderdaad opgeld doet.

Cag is volgens de datasheets 0,2 pF De versterking (A) is bijna 29 maal.
De Millercapaciteit wordt berekend volgens de formule Cag x (A+1) en komt in dit geval uit op 6 pF. Bij een triode zou dit veel hoger zijn!
Tellen we er nog de capaciteit tussen rooster en kathode bij op van 4,2 pF, dan is de gezamenlijke capaciteit 10,2 pF. Wederom hebben we alles netjes uitgerekend en vervolgens ronden we af naar 15 pF om de parasitaire capaciteiten niet te vergeten.

Stel dat de voorgaande trap een uitgangsimpedantie heeft van 20 kOhm en we hanteren voor de roosterlekweerstand een waarde van 400 kOhm, dan komt het kantelpunt uit op 550 kHz.
Vergroten we de uitgangsweerstand met de 39 kOhm van de vergrote gridstopper, dan zakt het kantelpunt tot 200 kHz., maar het blijft een orde van grootte hoger dan de audioband.

In de laatste jaren heeft zich nog een ontwikkeling voorgedaan om het overschot aan elektronen van de negatieve signaalhelft (in dit geval lager dan -6 Volt) direct en snel naar massa af te voeren namelijk een zener! Dit is voor het eerst toegepast door Paul Ruby in een gitaarversterker en vervolgens door Jim Carlyle in een versterker gepubliceerd in een uitgave van AudioExpress van 2006.
Ter verduidelijking nog een illustratie hiervan :

clamped input.jpg

Groet,
Aat

1) http://syclotron.com/

[AatV]

Na de perikelen van de eindtrap komt vervolgens de spanningsversterker/fasedraaier aan de beurt. Een aantal mogelijkheden staan open zoals paraphase, kangoeroe en verschilversterker.
De paraphase valt af. Door veroudering van de buis zouden een aantal weerstanden aangepast moeten worden om een symmetrisch signaal af te blijven geven. De kangoeroe zou een keuze kunnen zijn, maar ik heb toch gekozen voor een verschilversterker.

long tailed Phase splitter.jpg

Het uitgangssignaal is afhankelijk van de anode weerstanden, veroudering van de buis veroorzaakt geen verschillen. Het is een pentode eindversterker, dus zal enige tegenkoppeling noodzakelijk zijn. Het is bij deze configuratie erg eenvoudig om de feedback te verbinden met het rooster van de rechterbuis.

Vroeger werden ook wel verschilversterkers gebruikt. Hierbij werd een hoge negatieve spanning met een flinke weerstand gebruikt om een stroombron voor de katodes te benaderen. Tegenwoordig kunnen we met transistors/fets een veel betere stroombron maken. Linker en rechter buis zijn op deze manier veel sterker met elkaar verbonden = een betere verschilversterker.
Als buistype heb ik de ECC81 gekozen. Deze heeft een forse versterking en een vrij lage inwendige weerstand.
Ik heb een proefopstelling gemaakt om de schakeling eens uit te proberen :

testen ECC81.jpg

De voedingsspanning was 300 Volt, de stroom per buis ruim 2,5 mA en de anodeweerstanden 75 kOhm.
Met behulp van de buisgegevens kunnen we vervolgens de versterking (per triode, niet differentieel gemeten) berekenen. Dit zou ruim 25 x moeten zijn. Ik heb twee Electro Harmonics ECC81’s aangeschaft en in de proefopstelling gebruikt. De ene buis versterkte 19,5 maal, een afwijking van 23% en de andere buis versterkte 23,4 maal, een afwijking van 8%. Wel waren de trioden in een buis vrijwel identiek. Ik vind de afwijking van de eerste buis voor een nieuw exemplaar eigenlijk niet aanvaardbaar, dit is geen ECC81 meer!
De uitgangsimpedantie van de fasedraaier heb ik berekend op 44 kOhm. Dit is niet echt een probleem maar een iets lagere uitgangsimpedantie zou wel prettig zijn. Dit kan op zich wel door de anodeweerstanden iets te verlagen, maar de versterking wordt dan ook wat kleiner en de vervorming hoger. Enfin, misschien gebruik ik nog wel een ander buistype, maar om de ECC81 in deze toepassing te verbeteren is niet gemakkelijk. Wordt in ieder geval vervolgd…..


groet,
Aat

[Miniwatt]

Een erg leuk idee! Ik heb hier ook wel eens een ELL80 binnen gehad (en zelfs een paartje ECLL800). En uiteraard levert dat weer de nodige zelfdeliberatie op (zal ik wel, zal ik niet..). Uiteindelijk heb ik er toch maar afstand van gedaan.

Ik geloof dat ik er nu wèl heb
Ziet er allemaal zeer leerzaam uit, is geen topic wat ik even tussen neus en lippen door lees.
Succes!

[AatV]

Na alle voorgaande overwegingen heb ik het schema van de versterker getekend. Dit heeft verder geen verrassingen.
Ook het eerste gedeelte van de voeding in een schema samengevat. Dit schema bevat de voeding voor de anodes van de ELL80, de gloeistroom van de ECC81 en een voeding van 320Volt voor de anodes van de ECC81 en de schermroosters van de ELL80.
In een volgende aflevering ga ik dan verder met een schema voor de stabilisatie van deze 320 Volt.

ELL80 versterker_edited.jpg

ELL80 Voeding Basic_edited.jpg

groet,
Aat

[b_force]

Waarom allemaal LEDs en geen diode(s)

Van diodes heb je er een stuk minder nodig namelijk
(een LM317 oid kun je ook heel fraai als stroombron gebruiken)

Als je toch bezig bent, vergeet bij je LM350 niet nog een 10-22uFje te gebruiken bij R209/R210